车载OBC 11kW分别用DAB和CLLC详细设计方案
原创 磁性元器达人 磁性元件达人 2025年12月23日 06:01 广东
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关于11kW OBC（车载充电机）分别采用DAB和CLLC拓扑的详细设计方案的对比性技术报告，从系统规格、拓扑选择、关键设计、控制策略、优缺点对比等方面进行详细阐述。
感谢原创，学习分享。
11kW 双向车载充电机（OBC）设计方案：DAB vs CLLC
1. 系统总体规格
· 额定功率: 11 kW
· 输入电压: 三相交流 400VAC ±15% (欧洲标准) 或 单相/三相兼容
· 输出电压范围: 200V - 500V DC (覆盖主流400V电池平台)
· 目标峰值效率: > 96% (全负载点)
· 功能: 双向功率流 (V2G/V2L/V2H兼容)
· 功率密度目标: > 2.0 kW/L
· 冷却方式: 风冷或液冷
2. 系统架构概览
两种方案共享前级和后级，核心差异在于隔离DC-DC级。
共同架构：
[三相电网] -> [EMI滤波器] -> [三相PFC/逆变级] -> [DC-Link (约700-800V)] ->[隔离DC-DC变换级] -> [输出滤波器] -> [电池]
· 前级: 采用三相维也纳（Vienna）整流器或三相T型逆变器。因其高效率、低THD、可双向运行，且能产生稳定的高压DC-Link电压。
· 核心: 隔离DC-DC级，即本方案比较的重点：DAB 或 CLLC。
方案一：双有源全桥（DAB）设计方案
2.1 拓扑结构
· 电路图: 由两个H桥（原边H1和副边H2）通过一个高频隔离变压器（TX）和串联电感（Ls）连接构成。Ls可以是变压器漏感或外置电感。
· 开关器件: 原边使用650V/700V Si MOSFET（如C3M系列），副边根据输出电压范围，可选用650V Si MOSFET或耐压更低的器件。追求极致效率可考虑使用SiC MOSFET。
2.2 工作原理与调制
· 基础控制: 单移相（SPS）调制。两个H桥均输出占空比50%的方波电压（Vp和Vs），通过调节两者之间的相移角（φ）来控制功率大小和方向。
· 功率公式: P = (n Vp Vs φ (π - |φ|)) / (2 π^2 fsw Ls)，其中n为变比，fsw为开关频率。
· 优化控制: 为拓宽高效区（尤其在轻载和电压不匹配时），采用：
· 双重移相（DPS）： 控制原边H桥内桥臂的移相。
· 三重移相（TPS）： 同时控制原边内、副边内及原副边间的移相。
· 目标： 实现软开关（ZVS）范围最大化，减小循环电流。
2.3 关键参数设计
1. 变压器变比（n）：
· 设计点通常取在输入/输出电压匹配点。n = Np/Ns ≈ Vdc_link_nom / Vbat_nom。
· 例如，Vdc_link=750V， Vbat=400V， 则 n ≈ 750/400 = 1.875， 可取 2:1（实际为1:2升压，但从高压侧看是2:1）以优化工作点。
2. 开关频率（fsw）：
· 权衡磁性元件尺寸和开关损耗。建议范围： 100kHz - 200kHz。使用SiC器件可偏向200kHz。
3. 串联电感（Ls）与变压器设计：
· Ls决定功率传输能力。根据最大功率和最小相移角（如30°）计算所需感量。
·Ls_min=(nVp_min*Vsmax*φmax)/(2 πfsw*Pmax) （简化公式，需精确计算）。
· 变压器设计： 选用低损耗磁芯（如PC95/PC50材质）。刻意利用或设计一定的漏感作为Ls的一部分，可减少外部电感。
4. 软开关实现：
· DAB在较宽范围内能实现ZVS，条件是电流在开关时刻为负（对原边器件）。电感Ls的能量必须大于开关节点电容的能量。设计时需确保在目标负载范围内满足ZVS条件。
2.4 控制策略
· 外环： 电压环（恒压充电）或电流环（恒流充电），由电池管理系统指令决定。
· 内环： 基于功率或电流的移相角生成环。采用电压电流双闭环控制，内环为电感电流或直接功率控制。
· 通讯： 原副边控制器需隔离通讯（如光纤、数字隔离器）来同步PWM和传递移相角信息。
方案二：CLLC谐振变换器设计方案
2.1 拓扑结构
· 电路图: 对称谐振结构。原边：全桥/半桥 + 串联谐振电感（Lr1）、串联谐振电容（Cr）、变压器励磁电感（Lm）。副边：全桥/半桥 + 串联谐振电感（Lr2，通常利用变压器漏感）。
· 开关器件: 与DAB类似，原边推荐SiC MOSFET，副边根据电压选用Si或SiC MOSFET。
2.2 工作原理与调制
· 基础控制: 变频控制（PFM）。固定50%占空比，通过调节开关频率（fsw）来调节输出电压/功率。
· 谐振点：
· 正向（充电）： 当fsw接近由Lr1, Cr, Lm决定的谐振频率时，增益接近变比n，效率最高。
· 反向（放电）： 由于拓扑对称，反向工作时特性与正向完全一致，天然双向，无需更改控制策略。
· 增益特性： 在fsw < fr（谐振频率）时，增益大于n；fsw > fr时，增益小于n。通过调节频率实现宽电压范围输出。
2.3 关键参数设计
1. 变压器变比（n）： 设计与DAB思路相同。
2. 谐振参数（Lr1， Lr2， Cr， Lm）设计：
· 这是CLLC设计的核心。通常先确定归一化参数：
· 电感比 k = Lm / Lr1。k值影响增益曲线形状和ZVS/ZCS范围。k较小（如3-5）增益调节范围宽，但循环电流大；k较大（如5-10）效率高，但调节范围窄。对于宽电压范围OBC，建议 k ≈ 3-7。
· 谐振频率（fr）： 通常设定在 100kHz - 150kHz 作为基频。
· 品质因数（Q）： Q值影响增益峰值和带宽。根据最大功率和最小输入电压条件计算。
· 设计步骤：
a. 根据最大功率和最小电压确定原边特征阻抗 Z0 = √(Lr1/Cr)。
b. 由fr和Z0计算Lr1和Cr： Lr1 = Z0 / (2πfr)， Cr = 1 / (2πfr*Z0)。
c. 根据选择的k值计算Lm。
d. 副边谐振参数通常设计为与原边对称： Lr2 = Lr1 * n^2。
3. 软开关实现：
· 原边开关： 在fsw < fr时，容易实现ZVS。
· 副边开关： 在fsw > fr时，容易实现ZCS。在整个工作范围内，CLLC能实现全负载范围的软开关，这是其高效率的关键。
2.4 控制策略
· 外环： 同DAB。
· 内环： 频率控制环。控制器根据输出电压/电流误差，通过查表或在线计算，输出对应的开关频率。
· 同步： 同样需要隔离通讯来同步原副边桥臂的驱动。
方案对比与选型建议
特性 双有源全桥（DAB） CLLC谐振变换器 对11kW OBC的启示
效率
高，但在电压不匹配或轻载时，因循环电流导致效率下降。
极高，全负载范围软开关，无循环电流问题。尤其适合固定电压比工况。
CLLC在峰值和平均效率上通常更具优势，尤其是在电池电压相对稳定的区间。
功率密度
较高，磁性元件（变压器+电感）可能体积较大。
非常高，变压器工作于正弦电流，磁芯利用率高，可省去外加电感。
CLLC有利于实现更高的功率密度。
控制复杂性
简单（SPS），但优化控制（DPS/TPS）复杂。
中等，PFM控制简单，但最优参数设计和磁集成复杂。
DAB控制更直观，动态响应快。CLLC参数敏感，设计难度大。
动态响应
非常快，移相控制响应在毫秒级。
较慢，受限于谐振腔能量建立过程，变频控制带宽较窄。
DAB更适合需要快速响应的场合（如负载阶跃）。
宽电压范围适应性
优秀，通过移相可适应极大电压变化范围。 良好，但过宽的电压范围会导致频率范围过宽，偏离高效区。
对于200-500V的宽范围输出，DAB更具优势，增益调节更灵活。
磁元件设计
相对独立，变压器和电感可分开设计优化。 高度集成化，需将Lr1, Lr2, Lm和变压器集成在一个磁件中，设计难度大。
CLLC的磁集成是技术难点，也是提升密度的关键。
成本
可能需外置电感，但控制IC成熟。
磁元件成本高（设计复杂），但可能节省电感。
两者在器件成本上相近，CLLC的研发和磁件成本更高。
最终方案建议
1. 如果优先考虑峰值效率、功率密度，且电池电压平台相对固定（如主要围绕400V工作）：
· 推荐选择 CLLC 方案。它能更好地满足OBC对效率和尺寸的苛刻要求。需投入资源攻克磁集成设计和宽电压范围下的频率优化控制。
2. 如果优先考虑宽电压范围适应性、动态响应、设计成熟度和更易实现双向控制：
· 推荐选择 DAB 方案。其控制灵活，特别适合未来面向不同车型、不同电池电压的平台化产品开发。采用优化调制（如TPS）可以显著提升其部分负载效率。
3. 融合趋势与进阶考虑
目前行业的高端11kW OBC设计中，出现了一种融合方案：DAB的拓扑 + CLLC的谐振思想。例如：
· 在DAB的变压器原副边分别加入串联电容，形成DAB with Series Capacitors，可以部分抵消循环电流，提升效率。
· 或者采用可变频率的DAB控制，在特定工况切换到谐振模式工作。
结论：
对于一款高性能的11kW双向OBC，CLLC在纯电气性能上略有优势，但DAB在综合工程实现和适应性上更稳健。具体选择应基于公司的技术积累、对性能指标的侧重点以及成本目标进行。建议制作两个方案的样机进行关键工况（峰值效率、欧洲效率、冷却曲线、功率密度）的实测对比，以数据驱动最终决策。
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