QR/DCM反激式变压器80W，输入AC85～265V，输出DC20V f=130kHz设计方案（匝数/线经/损耗/温升及铜损）
磁性元件达人 2026年1月19日 06:13 广东
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设计目标：
输入电压：AC 85 ~ 265V (整流后约 DC 120V ~ 375V)
输出功率：Po = 80W
输出电压：Vo = 20V
反馈绕组电压：Vfb = 15V
开关频率：fs = 130kHz
工作模式：QR/DCM/CCM混合（以QR为主，高压轻载进入DCM，低压重载接近CCM边界）
磁芯：PQ26/25, Ae = 119 mm², Aw ≈ 84 mm², le = 56.5mm
第一步：确定系统参数与设计裕量
效率预估 (η)： 对于80W反激，目标效率可设为 η = 90% ~ 92%。我们取 η = 90% 进行保守计算。
最大占空比 (Dmax)： QR模式通常将Dmax设置在0.45~0.5，以保证谷底开通。我们取 Dmax = 0.48。
反射电压 (Vor)： Vor = Np/Ns * Vo。在QR模式下，Vor ≈ Vin_min / (1-Dmax)。
Vin_min = 85V √2 - 30V ≈ 120V - 30V = 90V (考虑整流桥压降和电容纹波，更精确计算应为 Vin_min ≈ 85V √2 ≈ 120V，但为留裕量，按100V计算Vin_min用于初级电感估算，而Vor计算用120V)。
更常用公式： Vor = Vin_min Dmax / (1-Dmax) = 120V 0.48 / (1-0.48) ≈ 110.8V。我们取 Vor = 110V。这个参数非常关键。
匝数比 (n)：
n = Np/Ns = Vor / Vo = 110V / 20V = 5.5。我们取整数比 n = 11:2，即 Np=11T, Ns=2T。但实际中为了优化，可能会调整。我们先保留n=5.5。
反馈绕组匝数比 nf = Vfb / Vo * Ns。先假设Ns，再算Nf。
第二步：计算初级电感量 (Lp)
在最低输入电压和最大负载下，变压器工作在临界或准谐振模式。
输入功率 Pi = Po / η = 80W / 0.9 ≈ 88.9W。
在最低输入电压Vin_min=120V时，一个周期内的能量传输：
(1/2) LpIpk²*fs*η= Po
其中 Ipk = (Vin_min Dmax) / (Lp fs)
联立两式消去Ipk：
(1/2)*Lp*[(Vin_min*Dmax)/(Lp* fs)]²*fs*η = Po
简化得：
(Vin_min²*Dmax²*η)/(2*Lp*fs)=Po
所以：
Lp=(Vin_min²*Dmax²*η)/(2 Po fs)
代入数值：
Lp = (120² 0.48² 0.9) / (2 80 130e3)
Lp ≈ (2985.984) / (20800000) ≈ 143.6 µH
考虑到QR模式的实际工作情况，这个值偏理论化。我们可以参考经验公式或选择一个常用值。我们取 Lp = 150 µH。
第三步：计算峰值电流 (Ipk)
Ipk = (Vin_min*Dmax)/(Lp*fs)
Ipk = (120*0.48) / (150e-6*130e3) = 57.6 / 19.5 ≈ 2.95 A
初级RMS电流 (Irms_pri)：
在DCM模式下，Irms_pri = Ipk √(Dmax/3) = 2.95 √(0.48/3)≈2.95 * 0.4 ≈1.18 A
第四步：计算各绕组匝数
初级匝数 (Np)：
使用AP法或直接公式。我们先直接用法拉第定律计算。
ΔB = Bmax - (-Bmax) = 2 * Bmax。QR模式Bmax通常取0.25T ~ 0.3T，我们取0.28T。
Np = (Vin_min*Dmax)/(ΔB*Ae*fs)
Np = (120 0.48)/(0.28119e-6*130e3)
Np ≈ 13.3 T。取整为 14 T。
次级匝数 (Ns)：
Ns =Np / n =14/5.5≈ 2.54 T。取整为 3 T。
此时实际匝比 n_actual = 14/3 ≈ 4.67。
实际反射电压 Vor_actual = n_actual Vo = 4.67 20V = 93.4V。这会影响最小Vin的计算，但对于120V的Vin_min，仍然可以工作。
反馈绕组匝数 (Nf)：
反馈电压Vfb在MOSFET关断期间产生。其匝数比与次级相同。
Nf = Ns * (Vfb + Vd_fb) / (Vo + Vd_sec)
其中Vd_fb是反馈二极管压降(~0.7V)，Vd_sec是次级输出二极管压降(~0.5V)。
Nf = 3 (15 + 0.7) / (20 + 0.5) = 3 15.7 / 20.5 ≈ 3 * 0.765 ≈ 2.3 T。取整为 2 T 或 3 T。
若取2T，则反馈电压 Vfb_actual = (2/3)*(20.5) - 0.7 ≈ 12.6V。
若取3T，则 Vfb_actual = (3/3)*(20.5) - 0.7 = 19.8V。
为了获得稳定的15V，需要调节分压电阻。我们选择Nf=3T，这样得到的电压更高，可以通过电阻分压得到精确的15V，且裕量更大。
第五步：线径选择与窗口核算
1. 电流密度 (J)： 通常取 J = 4 ~ 6 A/mm²。我们考虑散热，取 J = 5 A/mm²。
2. 初级绕组 (Np=14T)：
电流有效值 Irms_pri ≈ 1.18 A。
所需导线截面积： S_pri = Irms_pri / J = 1.18 / 5 ≈ 0.236 mm²。
查AWG表，选择多股并绕。单根0.2mm直径（0.0314 mm²）需要约8根。但更优的选择是使用0.1mm x 10股的利兹线，或直接使用漆包线直径0.23mm (AWG #35)，其截面积为 π*(0.115)²≈0.0415 mm²，需要约6根并联。
最终选择：使用Φ0.23mm高强度漆包线，6根并绕。 总截面积≈0.249 mm²，满足要求。
3. 次级绕组 (Ns=3T)：
输出电流 Io = Po/Vo = 80W/20V = 4A。
次级峰值电流 Ipk_sec = Ipk_pri n = 2.95 4.67 ≈ 13.78 A。
次级RMS电流 Irms_sec = Ipk_sec √(Dmax/3) = 13.78 0.4 ≈ 5.51 A。
所需导线截面积： S_sec = Irms_sec / J = 5.51 / 5 ≈ 1.102 mm²。
这是一个很大的电流，必须使用多股并绕。
选择 Φ0.4mm漆包线，其截面积≈0.126 mm²。需要约 1.102 / 0.126 ≈ 9根。
最终选择：使用Φ0.4mm高强度漆包线，10根并绕。 总截面积≈1.26 mm²，满足要求且有裕量。
4. 反馈绕组 (Nf=3T)：
电流很小，仅提供光耦和TL431的电流，估计<10mA。
RMS电流估算 < 15mA。
选择Φ0.1mm漆包线单根即可，截面积足够。
5. 窗口占用核算 (Aw = 84 mm²)：
初级(6xΦ0.23mm)：直径≈0.23*√6 ≈ 0.56mm，每层可绕约 15mm/0.56mm ≈ 26T，14T一层即可。
次级(10xΦ0.4mm)：直径≈0.4*√10 ≈ 1.26mm，每层可绕约 15mm/1.26mm ≈ 11T，3T一层即可。
反馈(1xΦ0.25mm)：可与其他绕组并绕或单独一层。
三层绕组总厚度 ≈ 0.56 + 1.26 + 0.25= 1.92mm，远小于骨架绕线高度5.6mm。
绝缘胶带、挡墙等会占用额外空间，但总体窗口利用率仍在合理范围内（<50%），有利于散热。
第六步：损耗、温升与铜线空间估算
铜损 (Pcu)：
Pcu_pri = I²rms_pri Rdc_pri。6根Φ0.23mm，每米电阻约0.3Ω，假设平均匝长(MLT)=60mm，总长0.84m，Rdc_pri≈0.252Ω。Pcu_pri≈1.18² 0.252 ≈ 0.35W。
Pcu_sec = I²rms_sec Rdc_sec。10根Φ0.4mm，每米电阻约0.08Ω，假设MLT=40mm，总长0.12m，Rdc_sec≈0.0096Ω。Pcu_sec≈5.51² 0.0096 ≈ 0.29W。
总铜损 Pcu_total ≈ 0.64 W。
磁芯损耗 (Pcore)：
在130kHz，Bmax=0.28T下，根据PC40材质特性曲线，单位体积损耗约在200-400 mW/cm³。我们取300 mW/cm³。
Ve = 6.72 cm³，Pcore ≈ 300 * 6.72 / 1000 = 2.02 W。
总损耗与温升：
总损耗 Ptot ≈ Pcu + Pcore ≈ 0.64 + 2.02 = 2.66 W。
对于一个小功率变压器，这个损耗水平是合理的。
温升估算：PQ26/25这类骨架自然对流热阻Rθca很大，可能达到25°C/W。加上导热垫和散热器，系统级热阻会降低。但仅就变压器本身，2.66W的损耗可能导致表面温升约 2.66W * 25°C/W ≈ 67°C，实际设计中必须考虑良好的浸漆、灌胶或使用导热垫片将热量传导至散热器，才能将系统热阻控制在15°C/W以下，实现温升在40°C左右的目标。 磁芯损耗是主要热源。
铜线占据空间：
如上所述，三层绕组总厚度约1.92mm，占满5.6mm高度的约34%，窗口宽度方向也留有大量空隙。这表明磁芯选型对于80W功率是有余量的，这有利于降低漏感和便于绕制。
总结设计方案
下一步建议：
制作样机，测量实际波形（Vds, Ipri）以确认是否工作在QR模式。
测试变压器温度，验证散热方案的有效性。
根据实际效率数据微调电感量和匝数比。
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